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DT9205多用表測(cè)量電容電路的改進(jìn)
介紹一種改進(jìn)測(cè)量電路中的振蕩器，使數(shù)字萬用表D T9205測(cè)量電容的誤差由±(3%+3)減小到±1%的電路和實(shí)測(cè)結(jié)果。
關(guān)鍵詞：多用表；電容；測(cè)量；誤差
Improvement of the Capacitance Measurement Circuit in DT 9205 DMM
CAO Lijian, CHEN Xiaozhen
(Dept. of Electronics Science and Engineering,
Nanjing University, Na njing 210093, China)
Nanjing University, Na njing 210093, China)
DT9205多用表中的電容測(cè)量電路如圖1。許多其他型號(hào)的多用表也用這個(gè)電路。該電路將電容值變換成頻率約為400Hz的交流電壓，再經(jīng)多用表中的整流電路變換成直流電壓，最后由3位半A/D轉(zhuǎn)換與顯示驅(qū)動(dòng)電路ICL7106將直流電壓值變換成數(shù)字量送顯示器。上述電路可分為四級(jí)，如圖2。
第一級(jí)由C1，C2，R1，R2，R3，R4和運(yùn)放N3A3組成，是典型的文氏橋振蕩器。當(dāng)R1=R2，C1=C2時(shí)，該電路輸出波形的基頻可估算為
其負(fù)反饋放大倍數(shù)
由于該電路沒有由A1F＞3到A1F=3的自動(dòng)調(diào)節(jié)能力，所以，在穩(wěn)態(tài)，該電路輸出為被限幅的“正弦波”，諧波失真較大，即除f1以外，還有f2=2f1≈812Hz，f3=3f1≈1218Hz等諧波分量。用EWB模擬得到的波形如圖3，其峰值V01m≈VCC，VCC為運(yùn)放的直流偏置電壓。
第一級(jí)由C1，C2，R1，R2，R3，R4和運(yùn)放N3A3組成，是典型的文氏橋振蕩器。當(dāng)R1=R2，C1=C2時(shí)，該電路輸出波形的基頻可估算為
其負(fù)反饋放大倍數(shù)
由于該電路沒有由A1F＞3到A1F=3的自動(dòng)調(diào)節(jié)能力，所以，在穩(wěn)態(tài)，該電路輸出為被限幅的“正弦波”，諧波失真較大，即除f1以外，還有f2=2f1≈812Hz，f3=3f1≈1218Hz等諧波分量。用EWB模擬得到的波形如圖3，其峰值V01m≈VCC，VCC為運(yùn)放的直流偏置電壓。
R7為可調(diào)電阻，調(diào)節(jié)R7可調(diào)節(jié)放大電路的增益，用于整個(gè)電容測(cè)量電路的校準(zhǔn)。該級(jí)放大倍數(shù)為0.02～0.04，輸出V02是幅值為幾十毫伏的近似方波。
第三級(jí)由D1，D2，D3，D4，R8，R9，R10，R11，R12和N3A1組成有源微分電路。輸出
Rn為波段開關(guān)選中的電阻，Cx為待測(cè)電容。由式(4)可見，若V02為正弦波，則V03的有效值與Cx成正比。所以對(duì)電容的測(cè)量就轉(zhuǎn)化為對(duì)交流電壓有效值的測(cè)量。而實(shí)際電路中，四個(gè)二極管使本級(jí)的輸入波形進(jìn)一步趨向于方波。這樣做的好處是使整個(gè)電容測(cè)量電路有較好的熱穩(wěn)定性。
考慮到運(yùn)放的頻率特性，將運(yùn)放看作一階單元，則微分電路是一個(gè)二階系統(tǒng)。由于運(yùn)放的開環(huán)增益很大，所以閉環(huán)后電路的品質(zhì)因數(shù)Q值很高，可達(dá)到幾十，其幅頻特性曲線有一個(gè)很大的峰。取Rn=1kΩ，Cx=1μF，用EWB仿真得到微分電路的幅頻特性，在f=12.2kHz的地方有一尖峰，該尖峰處增益比理想的微分電路的幅頻特性曲線的增益增加了約30dB，頻率大于12.2kHz后，增益急劇下降。而第一級(jí)文氏橋振蕩器輸出的被限幅的“正弦波”的頻帶很寬，經(jīng)過微分后被限幅的“正弦波”中的高次諧波分量比基波有更大的增益，使波形嚴(yán)重失真，時(shí)域波形有明顯的振蕩。
第四級(jí)由C3，C4，R13，R14，R15和運(yùn)放N3A2組成，為無限增益多路反饋型有源二階帶通濾波電路，中心頻率
若該濾波器能濾除V03中的高次諧波，則從原理上該電容測(cè)量方法是沒有誤差的。但是，實(shí)際濾波器的品質(zhì)因數(shù)
只能使V03中的高次諧波分量減小，而不能基本濾除，由此造成了電容測(cè)量的誤差。
另外，這個(gè)電路測(cè)量電容的范圍只能到2μF，由于普通運(yùn)放的輸出電流有限，使得200μF檔還存在其他問題，這里就不進(jìn)行討論了。
根據(jù)上述分析可知，改進(jìn)該電容測(cè)量電路的途徑有：使用正弦波為測(cè)量信號(hào)；改進(jìn)微分電路，使其幅頻特性近似為理想的微分電路的幅頻特性；使用窄帶濾波器等。根據(jù)多用表供電電源、制造成本、技術(shù)難度等因素綜合考慮，選取用正弦波發(fā)生器代替方波發(fā)生器的方案對(duì)多用表中電容測(cè)量電路做改進(jìn)，即將波形發(fā)生器輸出波形由寬頻帶改為單頻。改進(jìn)后的電路如圖4。此電路的第一部分改為正弦波振蕩器。即在原電路上加了能夠調(diào)節(jié)放大倍數(shù)的二極管。輸出正弦波的頻率不變。穩(wěn)幅時(shí)A1F＝3，D1，D2和R5的并聯(lián)等效電阻R′5＝3.9kΩ，若設(shè)二極管的導(dǎo)通電壓為0.7V，則輸出電壓的幅值可估算為：
實(shí)驗(yàn)測(cè)得輸出正弦波的二次諧波失真為0.5%。
由于在正弦波發(fā)生器中使用了非線性元件二極管，而二極管的溫度特性大約為-2.5mV/℃，因此，必須對(duì)溫度影響進(jìn)行改進(jìn)。溫度對(duì)電路的影響如表1。
實(shí)驗(yàn)測(cè)得輸出正弦波的二次諧波失真為0.5%。
由于在正弦波發(fā)生器中使用了非線性元件二極管，而二極管的溫度特性大約為-2.5mV/℃，因此，必須對(duì)溫度影響進(jìn)行改進(jìn)。溫度對(duì)電路的影響如表1。
在R4變化不大的情況下，用EWB模擬V01m與R4的關(guān)系如表2。由表2可以看出，R4在8.2kΩ到?9.1kΩ，與V01m成近似線性關(guān)系。
? 
??? 如果采用8.2kΩ熱敏電阻，溫度系數(shù)為0.00113。改進(jìn)后用EWB模擬結(jié)果如表3。
=?0.000758V/℃，即使溫度從-13℃變到37℃，V01m誤差在0.7%(變化10℃)以內(nèi)，完全可以達(dá)到要求。實(shí)際上，R4可以用一個(gè)熱敏電阻和普通電阻并聯(lián)代替，并根據(jù)熱敏電阻的溫度系數(shù)選取合適的并聯(lián)電阻阻值。也可以將R3改為熱敏電阻與普通電阻的并聯(lián)，阻值與溫度系數(shù)的計(jì)算與上述方法相同。
??? 第二部分為電壓跟隨器。其輸入輸出關(guān)系為：
?
R7用于調(diào)節(jié)放大倍數(shù)。電壓被衰減了10～20倍。
??? 第三部分為微分電路，第四部分為二階帶通濾波電路，不進(jìn)行改動(dòng)。
??? 如果采用8.2kΩ熱敏電阻，溫度系數(shù)為0.00113。改進(jìn)后用EWB模擬結(jié)果如表3。
=?0.000758V/℃，即使溫度從-13℃變到37℃，V01m誤差在0.7%(變化10℃)以內(nèi)，完全可以達(dá)到要求。實(shí)際上，R4可以用一個(gè)熱敏電阻和普通電阻并聯(lián)代替，并根據(jù)熱敏電阻的溫度系數(shù)選取合適的并聯(lián)電阻阻值。也可以將R3改為熱敏電阻與普通電阻的并聯(lián)，阻值與溫度系數(shù)的計(jì)算與上述方法相同。??? 第二部分為電壓跟隨器。其輸入輸出關(guān)系為：
?
R7用于調(diào)節(jié)放大倍數(shù)。電壓被衰減了10～20倍。
??? 第三部分為微分電路，第四部分為二階帶通濾波電路，不進(jìn)行改動(dòng)。
??? 用EWB模擬圖4得到表4數(shù)據(jù)。用改進(jìn)后的電路測(cè)量實(shí)際電容的數(shù)據(jù)如表5，其中電容值是用TH7128RLC電橋測(cè)得的。表格第二行是用200nF檔測(cè)量的，第四行是用不同檔測(cè)量的。
- 多用表(8574)
- DT9205(11388)
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