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本期，我們將介紹LLC 電流模式控制的詳細知識

電流模式控制 LLC 注意事項

如圖 1 所示，指示器 - 指示器 - 電容器 (LLC) 串行諧振電路可以在初級側(cè)實現(xiàn)零電壓開關(guān)，在次級側(cè)實現(xiàn)零電流開關(guān)，從而提高效率并實現(xiàn)更高的開關(guān)頻率。通常，LLC 轉(zhuǎn)換器采用直接頻率控制模式，只有一個電壓環(huán)路，可通過調(diào)整開關(guān)頻率來穩(wěn)定其輸出電壓。直接頻率控制 LLC 無法實現(xiàn)高帶寬，因為 LLC 微小信號傳輸功能存在雙極點，在不同的負載條件下會發(fā)生變化。當將所有邊界條件納入考慮時，用于直接頻率控制的 LLC 補償器設(shè)計將變得棘手且復雜。

電流模式控制可以通過內(nèi)部控制環(huán)路消除雙極點，同時使用簡單的補償器在所有運行條件下實現(xiàn)高帶寬。混合滯環(huán)控制是一種 LLC 電流模式控制方法，它結(jié)合了電荷控制和斜率補償技術(shù)。這種控制方法在保留電荷控制優(yōu)異瞬態(tài)性能的同時，通過引入斜率補償技術(shù)，有效規(guī)避了空載或輕載狀況下的相關(guān)穩(wěn)定性問題。德州儀器 (TI) 提供的UCC256404 LLC 諧振控制器證明了該方法切實可行。

圖 1：LLC 串行諧振電路可在初級側(cè)實現(xiàn)零電壓開關(guān)，并在次級側(cè)實現(xiàn)零電流開關(guān)。

LLC 電流模式控制的原理

與降壓和升壓等脈寬調(diào)制 (PWM) 轉(zhuǎn)換器類似，峰值電流模式控制可在每個開關(guān)周期內(nèi)直接調(diào)控電感電流，從而將內(nèi)環(huán)控制系統(tǒng)簡化為一階系統(tǒng)。

在 LLC 轉(zhuǎn)換器中，諧振回路的工作方式類似于擺動。高低側(cè)開關(guān)對諧振電容器電壓進行推挽操作：當高側(cè)開關(guān)導通，且諧振電流轉(zhuǎn)為正值后，諧振電容電壓將向上擺動；反之，當?shù)蛡?cè)開關(guān)導通，且諧振電流轉(zhuǎn)為負值后，諧振電容電壓將向下擺動。

當高側(cè)開關(guān)導通時，能量流入諧振轉(zhuǎn)換器。如果移除輸入去耦合電容器，則向諧振回路提供的功率等于輸入電壓和輸入電流的乘積的積分值。若忽略死區(qū)時間，則公式 1 可表示每個開關(guān)周期內(nèi)的能量。

公式 1

在公式 1 中，輸入電壓是恒定的，輸入電流等于諧振電流的絕對值。因此您可以將公式 1 修改為公式 2。

公式 2

觀察諧振電容器，諧振電流的積分值與諧振電容器上的電壓變化成正比（公式 3）。

公式 3

公式 4 可推導出傳輸?shù)街C振回路的能量。

公式 4

從公式 4 可以明顯看出，每個開關(guān)周期內(nèi)傳遞的能量與高側(cè)開關(guān)導通時諧振電容的電壓變化量成正比。這與降壓或升壓轉(zhuǎn)換器中的峰值電流控制非常相似，其中能量與指示器的峰值電流成正比。

LLC 電流模式控制通過控制諧振電容器上的電壓變化來控制每個開關(guān)周期中提供的能量，如圖 2 所示。

圖 2：這種通過控制諧振電容器電壓變化來管理每個開關(guān)周期傳輸能量的方式，正是 LLC 電流模式控制的原理。

使用 MCU 實現(xiàn) LLC 電流模式控制

圖 3 展示了基于德州儀器 (TI)TMS320F280039C C2000 32 位微控制器 (MCU)實現(xiàn)的電流模式 LLC 邏輯，該方案包含基于硬件的諧振電容器電壓變化量 (ΔVCR) 比較、脈沖生成和最大周期限制 。

在 LLC 電流模式控制中，信號 Vc 來自電壓循環(huán)補償器，信號 VCR 是諧振電容器的電壓感應(yīng)。C2000 比較器子系統(tǒng)模塊具有內(nèi)部斜率發(fā)生器，該發(fā)生器可自動為 Vc 提供下降斜率補償。您只需設(shè)置斜率發(fā)生器的初始值；模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (DAC)將根據(jù)斜率設(shè)置提供下降斜率 VCR 限制 (Vc_ramp)。比較器子系統(tǒng)模塊將 VCR 的模擬信號與斜率限制進行比較，并生成觸發(fā)事件 (COMPARE_EVT) 以通過 ePWM X-Bar 觸發(fā)增強型 PWM (ePWM)。

ePWM 中的動作限定器子模塊接收來自比較器子系統(tǒng)的比較事件，并在每個開關(guān)周期中將 PWM (PWMH) 的高側(cè)拉低。在 PWMH 變?yōu)榈碗娖胶螅膳渲眠壿媺K會將相同的脈沖寬度復制到 PWM (PWML) 的低側(cè)。PWML 變?yōu)榈碗娖胶螅膳渲眠壿媺K (CLB) 將生成同步脈沖，用于復位所有相關(guān)模塊并將 PWMH 信號重新置于高電平。該過程會按照新的開關(guān)周期重復。

除了比較動作之外，時間基值子模塊還限制了PWMH 和 PWML 的最大脈沖寬度，這兩個脈沖寬度決定了 LLC 轉(zhuǎn)換器的最小開關(guān)頻率。如果計時器計數(shù)至最大值時仍未出現(xiàn)比較事件，時間基值子模塊將復位 AQ 子模塊并拉低 PWMH，以此替代比較器子系統(tǒng)模塊的比較事件動作。

這個硬件邏輯構(gòu)成內(nèi)部 VCR 變化控制，該硬件邏輯可控制在每個開關(guān)周期中傳送到諧振回路的能量。隨后，可采用傳統(tǒng)中斷服務(wù)例程設(shè)計外部電壓循環(huán)補償器，通過計算并刷新 VCR 變化振幅至 Vc 的設(shè)定值來實現(xiàn)控制。

圖 3：采用 C2000 MCU 的 LLC 電流模式控制邏輯，其中信號 Vc 來自電壓循環(huán)補償器，信號 VCR 是諧振電容器的電壓感應(yīng)。

實驗結(jié)果

我在使用 TMS320F280039C MCU 的 1kW 半橋 LLC 平臺上測試了此處所述的電流模式控制方法。圖 4 顯示了 400V 輸入和 42A 負載下的電壓循環(huán)波德圖，證明 LLC 可以實現(xiàn) 6kHz 帶寬和 50 度的相位裕度。

圖 4：具有 400V 輸入和 42A 負載的電流模式控制 LLC 的波德圖。

圖 5 比較了對輸入電壓 400V，負載電流 10A 至 80A（轉(zhuǎn)換速率為 2.5A/μs）的瞬態(tài)狀況下，直接頻率控制與混合滯環(huán)控制的負載瞬態(tài)特性。如您所見，與傳統(tǒng)的直接頻率控制 LLC 相比，混合滯環(huán)控制電流模式控制方法可以更好地響應(yīng)負載瞬態(tài)。

圖 5：直接頻率控制 (a) 與混合滯環(huán)控制 (b) 在 400VDC輸入，電流 10A 至 80A（轉(zhuǎn)換率 2.5A/μs）情況下的負載瞬態(tài)。綠色是主要電流；淺藍色是 DC 耦合的輸出電壓；紫色是 AC 耦合的輸出電壓；深藍色是輸出電流。

數(shù)字電流模式控制 LLC

較之直接頻率控制，數(shù)字電流模式控制的 LLC可實現(xiàn)更高控制帶寬，并在負載切換期間保持極低的電壓波動。在 N+1 冗余和并聯(lián)應(yīng)用中，這種控制方法可以在熱插拔或提供保護期間將總線電壓保持在穩(wěn)壓范圍內(nèi)。因此，這種控制方法憑借其快速響應(yīng)特性和數(shù)字可編程能力，已在數(shù)據(jù)中心電源和 AI 服務(wù)器電源領(lǐng)域獲得廣泛應(yīng)用。